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文章来源：zhongdong01
发布时间：2024-04-30 14:38:46
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我们通过选择合适的电路元件参数，使其发射结正偏、集电结反偏（Uc＞Ub＞0），那么该电路就工作在放大状态，输入、输出电流满足ic=βib关系，也即集电极电流是基极电流的β倍。设输入为一正弦交流小信号u1（注意是小信号，也即在±0.7v内，如果超过了这个范围会出现饱和失真、截止失真问题），其大小和方向均周期性变化，平均值为零；经过电容C1的耦合后其与原直流偏置电压Ube叠加后变成了脉动直流信号u2，也即u2的波形和u1一样，但u2均为正值即u2＞0，u2的平均电压不在为零，这样的目的是因为发射结导通有一个死区电压，必须抬升电压后才能保证完整的信号输入，否则信号会被削去大部分，造成了严重的失真。
对于如何设计高频增强电路与低通滤波器电路，我们仍然以共发射极发大电路为例。首先，说一下低通滤波器电路我们考虑一下在共发射极放大电路的集电极并联电容的作用。低通滤波电路如上图所示，此电路时截止频率为1KHz的低通滤波电路。改电路具有将1KHz频率以上的高频截止功能。这是因为集电极电阻具有频率特性，所以导致三极管放大也有频率效应。频率越高，因为电容的影响，导致电容与电阻并联的阻抗也就越小，所以电路的增益Rc/Re也就越小。
定子的各相激磁电流大小与相对应转子步进情况如本文图所示。此时，简化图，A相B相的节距θ0作步距角，转子每次电流各变化一次，每步进θ0/4，即已知步距角的四分之一。一般使用这种细分方法，可以使电流波形能够接近正弦波。此处增加细分步级的细分量，电流能近似正弦波，旋转转矩也能得到正弦波变化。2相步进电机的交链磁通与电流模型如下图所示。电流以角速度ω表示，A相比B相超前（π/2），电流公式如下所示：iA=IcosωtiB=Isinωt激磁磁通在A相与B相交链部分，考虑相位相差π/2，根据上图变成下式：ΦA=ΦcosθΦB=Φsinθ设A相转矩为TA，B相转矩为TB，2相微步进驱动时的转矩为T2，考虑 简单模型，令式（T1=NNrI(dΦ/dθ)）中的N=1，Nr=l，则转矩公式如下所示：转子与定子的转动磁场同步，以负载角δ（如前文《PM型电机转矩的产生及负载角》及文《HB型电机的转矩与负载关系》的图中δ）转动，下式成立：θ=ωt-δ将上式3代入式式2，及θ=ωt-δ得下式：即T2为含ω的项消去，δ取一定值，能得到近似正弦波的转矩。
我们通过选择合适的电路元件参数，使其发射结正偏、集电结反偏（Uc＞Ub＞0），那么该电路就工作在放大状态，输入、输出电流满足ic=βib关系，也即集电极电流是基极电流的β倍。设输入为一正弦交流小信号u1（注意是小信号，也即在±0.7v内，如果超过了这个范围会出现饱和失真、截止失真问题），其大小和方向均周期性变化，平均值为零；经过电容C1的耦合后其与原直流偏置电压Ube叠加后变成了脉动直流信号u2，也即u2的波形和u1一样，但u2均为正值即u2＞0，u2的平均电压不在为零，这样的目的是因为发射结导通有一个死区电压，必须抬升电压后才能保证完整的信号输入，否则信号会被削去大部分，造成了严重的失真。
对于如何设计高频增强电路与低通滤波器电路，我们仍然以共发射极发大电路为例。首先，说一下低通滤波器电路我们考虑一下在共发射极放大电路的集电极并联电容的作用。低通滤波电路如上图所示，此电路时截止频率为1KHz的低通滤波电路。改电路具有将1KHz频率以上的高频截止功能。这是因为集电极电阻具有频率特性，所以导致三极管放大也有频率效应。频率越高，因为电容的影响，导致电容与电阻并联的阻抗也就越小，所以电路的增益Rc/Re也就越小。
定子的各相激磁电流大小与相对应转子步进情况如本文图所示。此时，简化图，A相B相的节距θ0作步距角，转子每次电流各变化一次，每步进θ0/4，即已知步距角的四分之一。一般使用这种细分方法，可以使电流波形能够接近正弦波。此处增加细分步级的细分量，电流能近似正弦波，旋转转矩也能得到正弦波变化。2相步进电机的交链磁通与电流模型如下图所示。电流以角速度ω表示，A相比B相超前（π/2），电流公式如下所示：iA=IcosωtiB=Isinωt激磁磁通在A相与B相交链部分，考虑相位相差π/2，根据上图变成下式：ΦA=ΦcosθΦB=Φsinθ设A相转矩为TA，B相转矩为TB，2相微步进驱动时的转矩为T2，考虑 简单模型，令式（T1=NNrI(dΦ/dθ)）中的N=1，Nr=l，则转矩公式如下所示：转子与定子的转动磁场同步，以负载角δ（如前文《PM型电机转矩的产生及负载角》及文《HB型电机的转矩与负载关系》的图中δ）转动，下式成立：θ=ωt-δ将上式3代入式式2，及θ=ωt-δ得下式：即T2为含ω的项消去，δ取一定值，能得到近似正弦波的转矩。